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一种基于PWM软开关模式的开关电源设计方案

发布时间:2020-06-30 20:18:33 阅读: 来源:劈裂机厂家

移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰,降低损耗,提高开关频率。如何以UC3875为核心,设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。

本文引用地址:主电路分析

这款软开关电源采用了全桥变换器结构,使用MOSFET作为开关管来使用,参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制,即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管,VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管,C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容,VD3、VD4是反向电流阻断二极管,用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感,Cb为阻断电容,T为主变压器,副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。

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图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图

其基本工作原理如下:

当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时,电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样,主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制,在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角,经过一定时间后再关断VT4,在关断VT1之前,由于VT1导通,其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降,理想状况下其值为零,当关断VT1时刻,C1开始充电,由于电容电压不能突变,因此,VT1即是零电压关断。

由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用,VT1关断后,原边电流不能突变,继续给Cb充电,同时C2也通过原边放电,当C2电压降到零后,VD2自然导通,这时开通VT2,则VT2即是零电压开通。

当C1充满电、C2放电完毕后,由于VD2是导通的,此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压,原边电流开始减小,但继续给Cb充电,直到原边电流为零,这时由于VD4的阻断作用,电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电,Cb两端电压维持不变,这时流过VT4电流为零,关断VT4即是零电流关断。

关断VT4以后,经过预先设置的死区时间后开通VT3,由于电压器漏感的存在,原边电流不能突变,因此VT3即是零电流开通。

VT2、VT3同时导通后原边向负载提供能量,一定时间后关断VT2.由于C2的存在,VT2是零电压关断,如同前面分析,原边电流这时不能突变,C1经过VD3、放电完毕后,VD1自然导通,此时开通VT1即是零电压开通,由于VD3的阻断,原边电流降为零以后,关断VT3,则VT3即是零电流关断,经过预选设置好的死区时间延迟后开通VT4,由于变压器漏感及副边滤波电感的作用,原边电流不能突变,VT4即是零电流开通。

ZVZCS PWM全桥变换器拓扑的理想工作波形如图2所示,其中Uab表示主电路图3中a、b两点之间的电压,ip为变压器T原边电流,Ucb为阻断电容Ub上的电压,Urect是副边整流后的电压。

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图2 理想工作波形

UC3875的主控制回路设计

为了实现主回路开关管ZVZCS软开关,采用UC3875为其设计了PWM移相控制电路,如图3所示。考虑到所选MOSFET功率比较大,对芯片的四个输出驱动信号进行了功率放大,再经高频脉冲变压器T1、T2隔离,最后经过驱动电路驱动MOSFET开关管。

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图3 PWM移相控制电路

整个控制系统所有供电均用同一个15V直流电源,实验中设置开关频率为70kHz,死区时间设置为1.5μs,采用简单的电压控制模式,电源输出直流电压通过采样电路、光电隔离电路后形成控制信号,输入到UC3875误差放大器的EA,控制UC3875误差放大器的输出,从而控制芯片四个输出之间的移相角大小,使电源能够稳定工作,图中R6、C5接在EA和E/AOUT之间构成PI控制。在本设计中把CS+端用作故障保护电路,当发生输出过压、输出过流、高频变原边过流、开关管过热等故障时,通过一定的转换电路,把故障信号转换为高于2.5V的电压接到CS+端,使UC3875四个输出驱动信号全为低电平,对电路实现保护。

图4是开关管的驱动电路。隔离变压器的设计采用AP法,变比为1:1.3的三绕组变压器。UC3875输出的单极性脉冲经过放大电路、隔离电路和驱动电路后形成+12V/一5V的双极性驱动脉冲,保证开关管的稳定开通和关断。

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图4 开关管的驱动电路

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